Verbesserte pulsoximetrische Messungen mithilfe von Dunkelstromkompensation

Von Bonnie Baker

Zur Verfügung gestellt von Nordamerikanische Fachredakteure von Digi-Key

Das tragbare Pulsoximeter ist ein nicht invasives medizinisches Gerät, das die Sauerstoffsättigung im Blut sowie den Puls misst. Die Techniken basieren auf der Übertragung und Detektion von LED-Licht durch ein lichtdurchlässiges Körperteil, üblicherweise den Finger.

Obwohl die Technik einfach zu verstehen ist, können exakte Messungen schwer zu realisieren sein, da sie von zahlreichen Variablen abhängen. Hinsichtlich der Detektion umfassen diese Variablen die Signalaufbereitungselemente, die erforderlich sind, um eine Empfindlichkeit, einen Dynamikbereich und eine Bandbreite zu erreichen, die für die Messung optimal sind. Des Weiteren muss eine Lösung für den Dunkelstrom von der PIN-Diode gefunden werden. Auch bei den Kosten und beim Stromverbrauch treten Probleme auf.

Daher kann es schwierig sein, den Fotosensor dazu zu bringen, starke und schwache Signale genau zu erfassen.

Viele Entwickler ziehen es vor, statt nach neuen Lösungen zu suchen, lieber auf bereits vorhandene Schaltkreise zu setzen. Die Verwendung bestehender Designs senkt die Gesamtkosten und gewährleistet die größtmögliche Aussicht auf ein erfolgreiches Design.

Dieser Artikel behandelt die Anforderungen der Konditionierungskette für das Erkennungssignal eines tragbaren Pulsoximeters. Er stellt die wichtigen Elemente dieser Kette vor, inklusive der Verwendung einer Diode zur Dunkelstromkompensation. Des Weiteren wird beschrieben, wie man mithilfe eines Referenzdesigns, das gut aufeinander abgestimmte Elemente in einer praxisgerechten Konfiguration kombiniert, ein Design auf den Weg bringt.

Betrieb des Pulsoximeters

Ein Pulsoximeter misst kontinuierlich den Prozentsatz des Hämoglobins (Hgb) eines Patienten, das mit Sauerstoff angereicherte Hämoglobin (HbO2) und den Puls. Hierbei misst eine Fotodiode, wie viel des von zwei LEDs abwechselnd ausgesendeten infraroten und roten Lichts auf der anderen Seite des Fingers, Zehs oder Ohrläppchens des Patienten ankommt. Im Blut des Patienten absorbiert sauerstoffreiches Hämoglobin (HbO2) das infrarote LED-Licht (940 nm) und das sauerstofffreie Hämoglobin (Hgb) absorbiert das rote LED-Licht (650 nm). In einem Pulsoximeter werden zwei LEDs von zwei Stromquellen rasch und sequenziell angeregt. Eine Fotodiode misst die Intensität des Lichts von den einzelnen LEDs. Durch diese Messung erhält man ein Verhältnis zwischen dem HbO2 und dem Hgb, um den Sauerstoffgehalt im Blut schätzen zu können. Zur Messung des Pulses sind mehrere Samples der Wellenform des pulsierenden Blutes erforderlich. Um diese Parameter exakt messen zu können, muss der Signalpfad der Diode sowohl rausch- als auch verzerrungsarme Komponenten enthalten.

Herkömmliche Fotoerfassungsschaltung

Der Standardansatz zur Entwicklung eines präzisen Messkreises mit Fotodiode gestaltet sich wie folgt: Eine Fotodiode (D1) wird über den Eingängen des CMOS- oder FET-Transistors eines Operationsverstärkers platziert und parallel dazu wird ein Widerstand mit einem Kondensator in der Feedbackschleife platziert. Der Schaltkreis wurde mit dem Photo Circuit Design Wizard von Analog Devices modelliert (Abbildung 1). Zur Erfassung des roten und des infraroten Lichts wird die Fotodiode SFH 2701 von OSRAM Opto Semiconductors mit einer optischen Wellenlänge im Bereich zwischen 400 Nanometern (nm) bis 1050 nm verwendet.

Bild des Photo Circuit Design Wizard von Analog Devices (zum Vergrößern klicken)

Abbildung 1: Bei herkömmlichen Messkreisen mit Fotodiode wird eine Fotodiode (D1) über den Eingängen des CMOS- oder FET-Transistors eines Operationsverstärkers platziert und parallel dazu wird ein Widerstand mit einem Kondensator in der Feedbackschleife platziert. (Bildquelle: Bonnie Baker)

In Abbildung 1 führt das auf die Fotodiode treffende Licht zu einem Stromfluss (IPHOTO) von der Kathode der Diode zur Anode. Der maximale Wert dieses Stroms beträgt 200 Mikroampere (mA). Da die Eingangsimpedanz des invertierenden CMOS-Verstärkers extrem hoch ist, erfasst die Fotodiode das von der infraroten und der roten LED einfallende Licht, wodurch ein Stromfluss durch den Rückkoppelwiderstand (Rf) erzeugt wird. Die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers verbleibt auf einem Massepotenzial, indem die virtuelle Spannung des nicht invertierenden Eingangs des Verstärkers verfolgt wird. Daher ändert sich die Ausgangsspannung entsprechend der Gleichung IPHOTO x Rf.

Trifft Licht auf die Fotodiode, wandelt der Schaltkreis IPHOTO gemäß der unter Gleichung 1 angegebenen Übertragungsfunktion in eine Ausgangsspannung um.

Gleichung 1 Gleichung 1

Dabei gilt:

OUT = Ausgangsspannung des Operationsverstärkers

IPHOTO = Stromstärke der Fotodiode in Ampere

Rf = Rückkoppelwiderstand in Ohm

s = eine komplexe Frequenzvariable (jω), für die ω (radians) = 2πf gilt

Cf = Rückkoppelkapazität in Farad

Bei Gleichung 1 sollte beachtet werden, dass sich die Polstelle der Signalfrequenz (die Frequenz, bei der die Verstärkung mit steigender Frequenz abnimmt) über 2 x p x Rf x Cf errechnet.

Diese einfache Lösung ist häufig zum Scheitern verurteilt, falls Feinheiten wie etwa der Verstärker und die parasitären Kapazitäten von Fotodiodenschaltungen nicht berücksichtigt werden. So könnte beispielsweise eine Sprungantwort des Systems zu einem Ausgangssignal mit einem nicht akzeptablen „Klingeln“ führen. Alternativ könnte es zu einem Oszillieren des Schaltkreises kommen. Falls ein Instabilitätsproblem angegangen und gelöst wird, kann die Ausgangsantwort nach wie vor zu stark verrauscht sein, um zuverlässige Ergebnisse zu erhalten.

Aus diesem Grund sind hinsichtlich Zuverlässigkeit und Stabilität eindeutig einige weitere Überlegungen erforderlich.

Stabilität und Auswahl der Komponenten

Die Implementierung eines stabilen Fotodetektors beginnt damit, die Designvariablen des Schaltkreises zu verstehen, die Übertragungsfunktion zu analysieren und diese Einblicke zu nutzen, um eine zuverlässige Schaltkreislösung zu entwerfen.

An erster Stelle auf der Prioritätenliste für das Design steht die Auswahl des passenden Widerstands für die Reaktion der Fotodiode. An zweiter Stelle steht die Stabilität. Nach der Stabilitätsanalyse erfolgt im nächsten Schritt die Bewertung und Anpassung des Ausgangsrauschens des Systems, um gemäß den Anwendungsanforderungen ein angemessenes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zu erhalten.

Die Verstärker- und Fotodiodenmodelle helfen bei der Ermittlung der Frequenz und der Rauschantwort des Messkreises. Das Design einer Schaltung mit guter Stabilität beginnt jedoch mit der Bewertung der Übertragungsfunktion des Systems und der Ermittlung der wichtigsten Variablen, die sich auf die Stabilität auswirken. Zunächst muss der Wert des Rückkoppelwiderstands RF bestimmt werden (Abbildung 2).

Ersatzschaltbild des Fotodiodenverstärkers zur AC- und Rauschanalyse

Abbildung 2: Ersatzschaltbild des Fotodiodenverstärkers zur AC- und Rauschanalyse (Bildquelle: Analog Devices)

Die Designrichtlinien für diesen Schaltkreis sehen eine Vollskalen-Ausgangsspannung von 5 Volt bei einem maximalen Fotodiodenstrom von 200 μA vor. Die Vollskalen-Ausgangsspannung und der maximale Fotodiodenstrom legen den Wert des Rückkoppelwiderstands fest, und zwar gemäß Gleichung 2:

Gleichung 2 Gleichung 2

Es gibt drei Schaltkreisvariablen, die bei der Stabilitätsanalyse berücksichtigt werden sollten: die Fotodiode, der Verstärker und das parallel geschaltete Feedback-Netzwerk des Verstärkers mit RF und CF (RF||CF). Die Auswahl der Fotodiode erfolgt abhängig von ihrem Ansprechverhalten auf Licht. Ihre parasitäre Kapazität (CS) hat jedoch beträchtliche Auswirkungen auf die Rauschverstärkung und die Stabilität des Schaltkreises.

Das Netzwerk in Abbildung 2 beeinflusst direkt die Stabilität sowie die Rauschleistung des Schaltkreises. Der Operationsverstärker sollte über einen geringen Eingangsruhestrom im Bereich von Picoampere (pA) verfügen. Selbiges gilt für die CMOS- oder FET-Differentialeingangspaare. Diese Differentialpaar-Transistoren sorgen für geringe Ruheströme im Picoampere-Bereich sowie für Offset-Fehler im zwei- oder dreistelligen Mikrovolt-Bereich. Sind diese Fehler – einer oder beide – groß, schleicht sich ein nichtlineares Verhalten in die Antwort des Verstärkers auf die LED/Fotodioden-Ergebnisse ein.

Des Weiteren können sich die parasitären Kapazitäten des Verstärkers bei Betrieb im Gleichtaktmodus (CM) und im Differentialmodus (CD) nachteilig auf die Stabilität und die insgesamte Genauigkeit des Systems auswirken

Eine angemessen stabile Bandbreite ist abhängig von RF, vom Verstärkung-Bandbreite-Produkt des Verstärkers sowie von der Gesamtkapazität CIN am Summierpunkt des Verstärkers. Die Gesamtkapazität am Summierpunkt des Verstärkers, in der die parasitäre Kapazität der Fotodiode (SFH 2701) sowie die tatsächliche Eingangskapazität (sowohl bei Betrieb im Differential- als auch im Gleichtaktmodus) des Verstärkers (ein AD8065ARTZ-R2 von Analog Devices) enthalten sind, wird mit Gleichung 3 berechnet:

Gleichung 3 Gleichung 3

Dabei gilt:

CIN = Gesamtkapazität am Summierpunkt

CS = parasitäre Kapazität der Fotodiode = 1,7 pF

CD = Eingangskapazität des Verstärkers bei Betrieb im Differentialmodus = 4,5 pF

CM = Eingangskapazität des Verstärkers bei Betrieb im Gleichtaktmodus = 2,1 pF

In diesem Artikel ist CS die parasitäre Kapazität der Fotodiode, die sich aus einer Sperrvorspannung von 5 Volt ergibt.

Das Verstärkung-Bandbreite-Produkt des Verstärkers beträgt 65 Megahertz (MHz) (fCR). Die maximal erzielbare Bandbreite des AD8065 ist größer als die Zielbandbreite des Designs von 2 MHz. Das macht den AD8065 zu einer guten Wahl für den Schaltkreis eines Pulsoximeters.

Um die akzeptable Bandbreite des AD8065 zu validieren, definiert Gleichung 4 die Signalbandbreite, die einen Phasenrand von 45° (f(45) aufweist:

Gleichung 4 Gleichung 4

Dabei gilt:

f(45) = Systemsignalbandbreite mit einem Phasenrand von 45°

fCR = Verstärkung-Bandbreite-Produkt des Verstärkers

Der Wert von f(45) überschreitet die Bandbreite des Designs von 2 MHz.

Die über RF und CIN in der Schleifenübertragungsfunktion des Verstärkers berechnete Polstelle kann zu Übersteuerung und Instabilität führen. Die Hinzunahme von CF schafft eine Nullstelle in der Schleifenübertragungsfunktion, die die Auswirkungen der Polstelle kompensiert und die Signalbandbreite verringert (Abbildung 3).

Bild: Frequenzgang des Schaltkreises des Fotodiodenverstärkers

Abbildung 3: Der Frequenzgang des Schaltkreises des Fotodiodenverstärkers mit der parasitären Eingangskapazität CIN. (Bildquelle: Analog Devices)

In Gleichung 5 wird die Eckfrequenz von f2 (2 MHz) verwendet, um den Wert von Cf zu definieren:

Gleichung 5 Gleichung 5

Um zu verifizieren, dass eine Kapazität von 3,3 pF ausreicht, um das System zu stabilisieren, wird Cf in Gleichung 6 für einen Phasenrand von 45° berechnet:

Gleichung 6Gleichung 6

Cf ist mit 3,3 pF für die beabsichtigte Signalbandbreite von 2 MHz größer als die 0,903 pF für den Wert Cf des Verstärkers. Diese niedrigere Kapazität zeigt an, dass das System stabil ist, da eine steigende Rückkoppelkapazität den Phasenrand erhöht.

Reaktionszeit der Fotodiode

Folgende drei Faktoren wirken sich auf die Reaktionszeit der Fotodiode aus:

  • Sammelzeit der Fotodiode für Ladungsträger im verarmten Bereich
  • Sammelzeit der Fotodiode für Ladungsträger im angereicherten Bereich
  • RC-Zeitkonstante von Fotodiode und Schaltkreis

Die Kapazität am Summierpunkt hängt vom Diffusionsbereich der Fotodiode und der anliegenden Sperrvorspannung ab. Die Anstiegszeiten nehmen zu, wenn der Diffusionsbereich kleiner wird bzw. wenn die Sperrvorspannung ansteigt. Die Kapazität am Summierpunkt beträgt für die PIN-Fotodiode SFH 2701 maximal 5 pF für eine Sperrvorspannung von 0 V. Für eine Sperrvorspannung von 1 Volt beträgt die typische Kapazität 2 pF und für eine Sperrvorspannung von 5 Volt beträgt sie 1,7 pF. Für diesen Artikel wurden alle Messungen mit einer Sperrvorspannung von 5 V durchgeführt.

Charakteristisch für Fotodioden ist, dass bei einer anliegenden Sperrspannung (photoleitender Betrieb) ohne Beleuchtung ein geringer Strom durch die Fotodiode fließt. Hierbei handelt es sich um den sogenannten „Dunkelstrom“. Dieser Dunkelstrom muss durch die Verwendung einer zweiten, identischen Fotodiode (Abbildung 4) kompensiert werden. Die zweite Diode ist vor der einfallenden LED-Beleuchtung abgeschirmt und mit dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden, um den Effekt des Dunkelstroms der ersten Diode aufzuheben.

Schaltbild: vollständiger Messkreis mit Fotodetektor SFH 2710 von Analog Devices

Abbildung 4: Diese Abbildung zeigt den vollständigen Messkreis mit einer parallel zur Fotodiode SFH 2710 geschalteten Diode zur Dunkelstromkompensation. (Bildquelle: Analog Devices)

Diese Implementierung der Dunkelstromkompensation umfasst die parallel geschaltete Fotodiode am Verstärkereingang und über SFH 2701, den zusätzlichen Widerstand Rf von 24,9 kΩ als passendes Gegenstück zum Rückkoppelwiderstand RF sowie die Kapazität von 0,1 mF zur starken Verringerung des vom Widerstand verursachten Rauschens.

Der Schaltkreis steuert mit dem Strom von der Hochgeschwindigkeits-Silizium-PIN-Fotodiode SFH 2701 die Eingänge des Analog-Digital-Wandlers (ADC) AD9629BCPZ-20 mit 20 Millionen Samples pro Sekunde von Analog Devices (MS/s) an. Die Kombination von Komponenten bietet Folgendes:

  • Eine Bandbreite von 2 MHz
  • Eine spektrale Empfindlichkeit von 400 nm bis 1050 nm
  • Eine Photostromempfindlichkeit von mindestens 49 nA
  • Einen Dynamikbereich von 91 dB

Der gesamte Schaltkreis wird mit 40 mA von der ±5-V-Stromversorgung betrieben. Somit eignet sich diese Konfiguration für tragbare, batteriebetriebene und hochauflösende Hochgeschwindigkeitsanwendungen zur Lichtstärkemessung.

Eine dieser Anwendungen ist die Pulsoximetrie. Zuerst muss jedoch noch das Leitungsrauschen minimiert werden.

Analyse des Eingangsrauschens eines Fotosensorsystems eines Pulsoximeters

Nach der Auswahl der Komponenten muss als nächstes die Gesamtauflösung des Systems ermittelt werden. Die zum Rauschen beitragenden Komponenten legen die Untergrenze des Auflösungsfensters fest. Die Rauschquellen werden mittels der SRSS-Methode (Quadratwurzel der Summe der Quadrate) kombiniert.

Für den Vorverstärker der Fotodiode sind die dominanten Quellen für das Ausgangsrauschen das Eingangsspannungsrauschen des Operationsverstärkers und das Rauschen des Rückkoppelwiderstands.

Zur Berechnung des Rauschens des Widerstands wird die Formel zur Berechnung des Johnson-Rauschens (Gleichung 7) verwendet:

Gleichung 7 Gleichung 7

Dabei gilt:

k = Boltzmann-Konstante (1,38 × 10-23J/K)

T = absolute Temperatur in Grad Kelvin

p/2 nähert eine Bandbreite mit einer Polstelle für f2 an

Die primären Quellen für das Ausgangsrauschen sind das Rauschen der Eingangsspannung des Operationsverstärkers und die maximale Rauschverstärkung des Systems zwischen f1 und fCR in Gleichung 8 (Abbildung 3).

Gleichung 8 Gleichung 8

Dabei ist VN das Rauschen der Eingangsspannung des Operationsverstärkers (7 nV/√Hz).

Der Gesamteffektivwert des Rauschens bezüglich des Ausgangs von AD8065 ist der RSS-Wert von VRFRTO und VNRTO (Gleichung 9).

Gleichung 9 Gleichung 9

Der gesamte Dynamikbereich des Vorverstärkerausgangs in Dezibel ist gleich 20, multipliziert mit log10 der Full-Scale-Ausgangsspannung (5 Volt), dividiert durch den Gesamteffektivwert des Ausgangssrauschens (56,54 μVRMS), wie man in Gleichung 10 sehen kann:

Gleichung 10 Gleichung 10

Auswahl des Analog-Digital-Wandlers

Die effektive Auflösung entspricht der Umwandlung der maximalen Anzahl an Bits in die effektive Auflösung. Die maximale Anzahl an Bits bzw. die Gesamtanzahl an Codes entspricht der Full-Scale-Ausgangsspannung, dividiert durch das gesamte Ausgangsrauschen (siehe Gleichung 11).

Gleichung 11 Gleichung 11

Die effektive Auflösung entspricht dem Logarithmus zur Basis 2 des Gesamteffektivwerts der LSBs (siehe Gleichung 12).

Gleichung 12 Gleichung 12

Die rauschfreie Code-Auflösung entspricht der effektiven Auflösung minus 2,7 Bits (siehe Gleichung 13).

Gleichung 13 Gleichung 13

Je nach den Spezifikationen des tragbaren Pulsoximeters werden die Anforderungen des Herstellers mit 13 Bit erfüllt oder übertroffen.

Der Dunkelstrom kann mit einer zweiten Fotodiode kompensiert werden, falls die Größe des LSB des Systems kleiner als der Beitrag des Dunkelstroms ist. Beispiel: In einer Umgebung mit einer 16-Bit-Auflösung entspricht das LSB des Photostroms dem maximalen Photostrom, dividiert durch 2 hoch der Anzahl an Bits (siehe Gleichung 14).

Gleichung 14 Gleichung 14

Der maximale Dunkelstrom für SFH 2701 beträgt 5 nA bei 25 °C. Daher ist für ein 16-Bit-Design eine Kompensation erforderlich. In dieser Pulsoximeter-Anwendung kommt ein 12-Bit-A/D-Wandler zum Einsatz. Die Größe des LSB beträgt somit 49 nA und es ist keine Dunkelstromkompensation erforderlich. Beachten Sie, dass der Dunkelstrom pro 20 °C etwa um das Zehnfache ansteigt. Folglich wird aus dem Dunkelstrom einer Fotodiode, der bei 25 °C den Wert 5 pA hat, bei 45 °C ein Dunkelstrom von 50 pA.

Es ist ein praktikabler Ansatz, einen Analog-Digital-Wandler mit einer Abtastrate auszuwählen, die mindestens zehnmal höher ist als die Bandbreite des Systems von 2 MHz. Falls die Bandbreite des Pulsoximeters 2 MHz beträgt, muss ein idealer Analog-Digital-Wandler eine Abtastrate von 20 MSPS oder höher bei einer Auflösung von 12 Bit aufweisen.

Der AD9629-20 ist als Analog-Digital-Wandler mit 20 MSPS und einer Auflösung von 12 Bit eine gute Wahl. Dieser Wandler erfordert jedoch differentielle Eingänge, sodass das asymmetrische Signal des AD8065 mit einem Spitze-Spitze-Wert von 5 V auf ein differentielles Signal mit einem Spitze-Spitze-Wert von 2 V gedämpft werden muss. Der Differential-Funnelverstärker AD8475 bietet eine Umwandlung von asymmetrischen Signalen in differentielle Signale. Ein zusätzlicher Bonus des AD8475 sind die Gleichtaktpegelverschiebung und die Präzisionsdämpfung.

Der AD8475 unterstützt eine maximale Ausgangsspannung mit 10 MHz und einem Spitze-Spitze-Wert von 2 V. Zusätzlich bietet der AD8475 einen maximalen Ausgangsversatz von 500 μV, ein differentielles Ausgangsrauschen von 10 nV/√Hz und einen Gesamtklirrfaktor von -112 dB mit Rauschen (THD + N).

Die Full-Scale-Ausgangsspannung des AD8065 (5 Vp-p) und der analoge Eingangsbereich des AD9629-20 (2 Vp-p) legen die Verstärkung des AD8475 fest (siehe Gleichung 15).

Gleichung 15 Gleichung 15

Die vom Chip des AD8475 erzeugte Gleichtaktspannung von 0,9 Volt entspricht exakt der Spannung, die vom VCM-Pin für den ordnungsgemäßen Betrieb des AD9629-20 benötigt wird.

Ein letztes Puzzleteil, das zum Rauschen des Systems beiträgt, ist das Rauschen des AD8475. Das Rauschen des AD8475 wird berechnet, indem zunächst das Ausgangsrauschen des AD8065 mit der Verstärkung des AD8475 multipliziert wird.

Für das Rauschen des AD8065 am Ausgang des AD8475 ergibt sich somit ein Wert von 0,4 × 43,6 μVRMS bzw. 17 μVRMS. Das Ausgangsrauschen des AD8475 entspricht der Ausgangsrauschdichte (10nV/√Hz), multipliziert mit der Quadratwurzel der Bandbreite (BW) des Ausgangsfilters (siehe Gleichung 16).

Gleichung 16 Gleichung 16

Rauschen am Ausgang des AD8475 nach Filterung =

(10 nV/√Hz) x √ (110 MHz x p/2) = 131 mVRMS

Zur Berechnung des gesamten Ausgangsrauschens des AD8475 werden der RSS-Wert des Rauschens des AD8065 und das gefilterte Ausgangsrauschen des AD8475 benötigt (siehe Gleichung 17).

Gleichung 17 Gleichung 17

Der Rauschbeitrag des AD8475 ermöglicht die Berechnung des Gesamteffektivwerts des LSB, der effektiven Auflösung, der rauschfreien Auflösung und des Dynamikbereichs (siehe Gleichung 18).

Gleichung 18 Gleichung 18

Testergebnisse

Die Theorie ist das eine, das andere ist die Praxis, in der ein Entwickler tatsächlich sehen kann, was im Schaltkreis geschieht.

Beispiel: Eine Laserdiode erzeugt in der Fotodiode D1 einen Strom. Die Fotodiode D2 ist zur Dunkelstromkompensation im Schaltkreis vorgesehen und mit einem lichtundurchlässigen Epoxidharz bedeckt, damit D2 keinen Ausgangsstrom erzeugt, wenn D1 angeregt wird. Indem die Fotodiode zur Erzeugung eines Stroms gezwungen wurde, der höher als erwartet war, lagen die ungefähren maximalen Anstiegs- und Abfallzeiten des AD8065 bei 72 Nanosekunden (ns) (Abbildung 5).

Diagramm: Impulsantwort durch Übersteuerung der Fotodiode

Abbildung 5: Diese Abbildung zeigt die Impulsantwort durch eine Übersteuerung der Fotodiode. (Bildquelle: Analog Devices)

Abbildung 6 zeigt einen Screenshot aus CN0272-Evaluierungssoftware, die erfolgreich Umwandlungsdaten vom Analog-Digital-Wandler AD9629-20 empfängt und diese Daten in einem Diagramm darstellt.

Screenshot der CN0272-Evaluierungssoftware von Analog Devices, die eine variable Lichtquelle mit 2 MHz digital darstellt

Abbildung 6: Diese Abbildung zeigt einen Screenshot der CN0272-Evaluierungssoftware von Analog Devices, die eine variable Lichtquelle mit 2 MHz digital darstellt. (Bildquelle: Analog Devices)

Abbildung 7 zeigt die Evaluierungskarte EVAL-CN0272-SDPZ, die mit der SDP-Karte EVAL-SDP-CB1Z verbunden ist.

Evaluierungskarte EVAL-CN0272-SDPZ von Analog Devices, verbunden mit der SDP-B-Karte EVAL-SDP-CB1Z

Abbildung 7: Diese Abbildung zeigt die Evaluierungskarte EVAL-CN0272-SDPZ, die mit der SDP-B-Karte EVAL-SDP-CB1Z verbunden ist. (Bildquelle: Analog Devices)

Fazit

Das Pulsoximeter misst die Sauerstoffsättigung im Blut und den Puls, indem es LED-Signale durch lichtdurchlässige Körperteile sendet. Die Elektronik zur Aufbereitung dieser LED-Signale erfordert Komponenten, die in Bezug auf Empfindlichkeit, Dynamikbereich und Bandbreite optimal aufeinander abgestimmt sind. Die hinlänglich bekannte herkömmliche Fotodiodenschaltung geht bereits auf viele wichtige Punkte ein. Ihr Dynamikbereich ist jedoch durch den Dunkelstrom der Fotodiode beschränkt.

Bei der hier vorgestellten Methode zur Dunkelstromkompensation wird der Schaltkreis um eine zweite Fotodiode erweitert, die ein differentielles Dunkelstromsignal erzeugt, das den Fehler vollständig kompensiert. Testen Sie diese Lösung mit der Evaluierungskarte EVAL-CN0272-SDPZ und der SDP-B-Evaluierungskarte EVAL-SDP-CB1Z von Analog Devices.

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Über den Autor

Bonnie Baker

Bonnie Baker ist eine aktive Autorin bei Digi-Key Electronics. Burr-Brown, Microchip und Texas Instruments vereinfachten ihr die Beschäftigung mit analogem Design und analogen Systemen seit mehr als 30 Jahren. Bonnie hat einen Master of Science in Elektrotechnik von der University of Arizona (Tucson, Arizona) und einen Bachelor-Abschluss in Musikausbildung von der Northern Arizona University (Flagstaff, Arizona). Zusätzlich zu ihrer Faszination für analoges Design hat Bonnie den Ehrgeiz, ihr Wissen und ihre Erfahrung durch die Veröffentlichung von bisher über 450 Artikeln, Design-Notizen und Anwendungshinweisen weiterzugeben.

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