Come ottenere la precisione in c.c. e ampia larghezza di banda con gli amplificatori a deriva zero

Esistono molti segnali dai sensori nel mondo reale, soprattutto quelli legati a fenomeni naturali, che presentano solo cambiamenti molto lenti e lievi rispetto al tempo. Eppure sono proprio questi lievi cambiamenti ad essere importanti per capire a fondo una situazione. Tra i molti esempi vi sono gli estensimetri che monitorano il movimento di ponti o strutture, i trasduttori subacquei per le correnti marine, i fenomeni legati alla temperatura, gli accelerometri che rilevano il movimento legato ai terremoti e agli spostamenti della superficie terrestre, le uscite di vari sensori ottici e quasi tutti i segnali del biopotenziale.

L'acquisizione efficace e accurata di segnali di livello molto basso è sempre stata difficile. Questi sono passibili di disturbi causati dal rumore, quindi la loro amplificazione è fondamentale per ottenere l'ampiezza richiesta e mantenere il rapporto segnale/rumore (SNR). La bassa frequenza di questi segnali, spesso a una sola cifra o a decine di Hertz e colloquialmente e universalmente chiamati "segnali in corrente continua", aggiunge un'ulteriore sfida.

Qualsiasi offset iniziale della corrente continua nei parametri dell'amplificatore, come la corrente di polarizzazione o l'offset di tensione, e il rumore 1/f (rosa) intrinseco, così come le successive inevitabili variazioni delle prestazioni dovute alla deriva indotta dalla temperatura, alle variazioni del rail di alimentazione o all'invecchiamento dei componenti, deteriorano le prestazioni della catena di segnali.

Tradizionalmente, i cosiddetti amplificatori a deriva zero erano adatti solo per applicazioni a bassa larghezza di banda, poiché le tecniche di riduzione dinamica dell'errore producono artefatti eccessivi a frequenze più elevate. Tuttavia, si tratta di una restrizione molto limitante, poiché questi segnali simili alla corrente continua possono presentare improvvisi burst di attività a frequenza più elevata e a larghezza di banda maggiore, come nel caso di una frattura improvvisa di una struttura o di un terremoto.

Per questo motivo, è molto auspicabile un amplificatore front-end che abbia una deriva molto bassa per i segnali di tipo c.c. e con buone prestazioni alle alte frequenze. Fortunatamente, i miglioramenti apportati alla topologia e al design hanno permesso di sviluppare amplificatori a deriva zero in CI per il funzionamento da c.c. alle frequenze più elevate, che eliminano essenzialmente l'offset, la deriva dei parametri e il rumore 1/f.

Questo articolo utilizzerà i componenti di Analog Devices (ADI) per illustrare le caratteristiche specifiche degli amplificatori a deriva zero, i loro parametri e i problemi. Spiegherà quindi come sono realizzate le funzioni dell'amplificatore a deriva zero e le tecniche per migliorare le prestazioni dell'amplificatore e della catena di segnali associata.

Gestione delle derive non zero

La deriva è una variazione delle prestazioni di base ed è dovuta principalmente, ma non completamente, a vari effetti termici nel sensore e nei circuiti del front-end analogico (AFE). La soluzione tradizionale per ottenere una deriva prossima allo zero consiste nell'utilizzare un amplificatore stabilizzato a chopper che modula il segnale a bassa frequenza (spesso chiamato segnale c.c.) a una frequenza più alta, più facile da controllare e filtrare; la successiva demodulazione dello stadio di uscita da parte dell'amplificatore ripristina il segnale originale, ma in forma amplificata. Questa tecnica funziona e viene utilizzata con successo da molti anni.

Si noti che "segnale c.c." è un termine un po' improprio, "quasi c.c." sarebbe più preciso. Se il segnale fosse veramente in corrente continua e quindi avesse un valore costante, non presenterebbe variazioni cariche di informazioni - sono invece le variazioni lente l'area di interesse. Tuttavia, nella terminologia comune si utilizza il termine "segnale c.c.".

Un'alternativa alla stabilizzazione a chopper è l'approccio di "auto-azzeramento". Questa tecnica utilizza la correzione dinamica per ottenere risultati simili, ma con una serie di compromessi prestazionali un po' diversi. Gli amplificatori operazionali a deriva zero possono utilizzare il chopping, l'auto-azzeramento o una combinazione di entrambe le tecniche per eliminare le fonti di errore indesiderate alle basse frequenze. Anche in questo caso, abbiamo un piccolo problema terminologico: il termine "deriva zero" è leggermente fuorviante. Sebbene questi amplificatori abbiano una deriva estremamente bassa e molto vicina allo zero, non sono perfettamente a zero deriva, anche se sono incredibilmente vicini allo zero. Ogni tecnica presenta vantaggi e svantaggi e viene utilizzata in applicazioni diverse:

• Il chopping utilizza la modulazione e la demodulazione del segnale e presenta un rumore in banda base inferiore, ma produce anche artefatti di rumore alla frequenza di chopping e alle sue armoniche.
• In alternativa, l'auto-azzeramento utilizza un circuito sample-and-hold ed è adatto per applicazioni a banda larga, ma presenta un rumore di tensione in banda maggiore a causa del "foldback" del rumore nella parte dello spettro in banda base.
• Gli amplificatori a deriva zero in CI avanzati combinano entrambe le tecniche per offrire il meglio dei due mondi. Gestiscono la densità spettrale del rumore (NSD) per offrire un rumore in banda base più basso, riducendo al minimo gli errori alle alte frequenze come ripple, glitch e distorsione di intermodulazione (IMD) (Figura 1).

Figura 1: Ogni tipo di amplificatore analogico ha una densità spettrale del rumore (NSD) unica e tipica; l'amplificatore a deriva zero accetta le prestazioni NSD degli approcci di auto-azzeramento e stabilizzato a chopper per produrre uno scenario più accettabile. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Iniziare con il chopping

L'amplificatore stabilizzato a chopper (chiamato anche amplificatore a chopper o semplicemente "chopper") utilizza un circuito chopper per scomporre il segnale di ingresso in modo che possa essere elaborato come se fosse un segnale c.a. modulato. Quindi demodula questo segnale in un segnale c.c. all'uscita per estrarre il segnale originale.

In questo modo, è possibile amplificare segnali c.c. estremamente piccoli, riducendo al minimo gli effetti delle derive indesiderate, fino a portarli quasi a zero. La modulazione chopping separa il rumore di offset e a bassa frequenza dal contenuto del segnale modulando gli errori a frequenze più alte, dove sono molto più facilmente minimizzati o rimossi tramite dai filtri.

I dettagli dell'operazione di chopping sono facilmente comprensibili nel dominio temporale (Figura 2). Il segnale di ingresso (a) viene modulato dal segnale di chopping (b) in un'onda quadra. Questo segnale viene demodulato (c) all'uscita (d) per tornare alla corrente continua. Gli errori intrinseci a bassa frequenza (forma d'onda rossa) nell'amplificatore sono (c) modulati all'uscita in un'onda quadra, che viene poi (d) filtrata da un filtro passa-basso (LPF).

Figura 2: Forme d'onda nel dominio temporale del segnale di ingresso V_IN (blu) e degli errori (rosso) all'ingresso (a), V1 (b), V2 (c) e V_OUT (d) per la tecnica di chopping di base. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Anche l'analisi del dominio della frequenza è rivelatrice (Figura 3). Il segnale di ingresso (a) viene modulato alla frequenza di chopping (b), elaborato dallo stadio di guadagno a f_CHOP, demodulato in uscita a corrente continua (c) e infine filtrato tramite LPF (d). Le sorgenti di offset e rumore (segnale rosso) dell'amplificatore vengono elaborate in c.c. attraverso lo stadio di guadagno, modulate a f_CHOP dagli interruttori di chopping di uscita (c) e infine filtrate dall'LPF (d). Poiché si utilizza la modulazione a onda quadra, la modulazione avviene intorno ai multipli dispari della frequenza di modulazione.

Figura 3: Lo spettro nel dominio della frequenza del segnale (blu) e degli errori (rosso) a ingresso (a), V1 (b), V2 (c) e V_OUT (d) è un'altra prospettiva importante. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Naturalmente, nessun design è perfetto. Sia le cifre nel dominio temporale che quelle nel dominio della frequenza mostrano che un errore residuo dovuto al rumore modulato e all'offset, poiché l'LPF non è un "muro" perfetto.

Avanzamento dell'auto-azzeramento

L'auto-azzeramento è una tecnica di correzione dinamica che funziona campionando e sottraendo le fonti di errore a bassa frequenza in un amplificatore. Un amplificatore di auto-azzeramento di base è costituito da un amplificatore con gli inevitabili offset e rumore, da interruttori per riconfigurare l'ingresso e l'uscita e da un condensatore di campionamento ad auto-azzeramento (Figura 4).

Figura 4: La configurazione di base di un amplificatore di auto-azzeramento mostra gli interruttori utilizzati per riconfigurare il percorso del segnale e quindi acquisire gli errori intrinseci dell'amplificatore su un condensatore. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Durante la fase di auto-azzeramento, ϕ₁, l'ingresso del circuito è in corto a una tensione comune e il condensatore di auto-azzeramento campiona la tensione di offset di ingresso e il rumore. È importante notare che durante questa fase l'amplificatore non è disponibile per l'amplificazione del segnale, poiché è occupato in un'altra attività. Pertanto, affinché un amplificatore di auto-azzeramento funzioni in modo continuo, due canali identici devono essere interallacciati in quello che viene chiamato auto-azzeramento "ping-pong".

Durante la fase di amplificazione, ϕ₂, l'ingresso viene ricollegato al percorso del segnale e l'amplificatore è nuovamente disponibile per amplificare il segnale. Il rumore a bassa frequenza, l'offset e la deriva vengono annullati dall'auto-azzeramento. L'errore rimanente è la differenza tra il valore attuale e il campione di errori precedente.

Poiché le fonti di errore a bassa frequenza non cambiano molto da ϕ ₁ a ϕ₂, questa sottrazione funziona bene. Tuttavia, il rumore ad alta frequenza viene attenuato in banda base e provoca un aumento del rumore di fondo bianco (Figura 5).

Figura 5: La densità spettrale di potenza del rumore è modellata dalle azioni di chopping e auto-azzeramento, come si vede (da sinistra a destra) prima dell'auto-azzeramento, dopo l'auto-azzeramento, dopo il chop e dopo il chop e l'auto-azzeramento. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Le prestazioni degli amplificatori in CI avanzati con auto-azzeramento sono impressionanti. In genere sono anche migliori di un amplificatore operazionale di precisione "molto buono" di uno o due ordini di grandezza nelle specifiche critiche di offset, deriva e rumore. Quindi, anche se i loro numeri non sono ovviamente pari a zero, ci arrivano molto vicini.

Ad esempio, ADA4528 è un amplificatore a canale singolo, rail-to-rail (RTR), a deriva zero, con una tensione di offset massima di 2,5 μV, una deriva massima della tensione di offset di soli 0,015 μV/°C e una densità del rumore di tensione di 5,6 nV/√Hz (a f = 1 kHz, guadagno di +100) e 97 nV_picco-picco (per f = 0,1 ~ 10 Hz, guadagno di +100). ADA4522, un altro amplificatore RTR a canale singolo a deriva zero, offre una tensione di offset massima di 5 μV, una deriva massima della tensione di offset di 22 nV/°C, una densità del rumore di tensione di 5,8 nV/√Hz (tipico) e 117 nV_picco-picco da 0,1 a 10 Hz (tipico), oltre a una corrente di polarizzazione in ingresso di 50 pA (tipico).

Gli artefatti possono ridurre la "perfezione"

Sebbene il chopping funzioni bene per rimuovere l'offset indesiderato, la deriva e il rumore 1/f, produce intrinsecamente artefatti c.a. indesiderati, come il ripple di uscita e glitch. Tuttavia, grazie a un attento esame della causa di ciascun artefatto, seguito dall'uso di topologie e approcci di processo avanzati o sofisticati, i prodotti a deriva zero di Analog Devices hanno ridotto di molto l'entità di questi artefatti e li hanno localizzati alle frequenze più alte, dove sono più facili da filtrare a livello di sistema. Questi artefatti includono:

Ripple: una conseguenza basilare della tecnica di modulazione chopping che sposta questi errori a bassa frequenza sulle armoniche dispari della frequenza di chopping. I progettisti di amplificatori utilizzano molti metodi per ridurre gli effetti del ripple, tra cui:

• Regolazione dell'offset di produzione: l'offset nominale può essere ridotto in modo significativo con la regolazione iniziale una tantum, ma la deriva dell'offset e il rumore 1/f rimangono.
• Combinazione di chopping e auto-azzeramento: l'amplificatore viene prima auto-azzerato, quindi sottoposto a chopping per modulare verso l'alto la densità spettrale del rumore (NSD) a una frequenza più elevata (come si vede nella figura precedente, con lo spettro di rumore risultante dopo il chopping e l'auto-azzeramento).
• Retroazione di autocorrezione (ACFB): è possibile utilizzare un anello di retroazione locale per rilevare il ripple modulato in uscita e annullare gli errori a bassa frequenza all'origine.

Glitch: picchi transitori causati da un disallineamento dell'iniezione di carica da parte degli interruttori di chopping. L'entità di questi glitch dipende da molti fattori, tra cui l'impedenza di sorgente e la quantità di discrepanza della carica.

I picchi di glitch non solo causano artefatti alle armoniche pari della frequenza di chopping, ma creano anche un offset c.c. residuo proporzionale alla frequenza di chopping. La Figura 6 (a sinistra) illustra l'aspetto di questi picchi all'interno degli interruttori di chopping su V1 e dopo gli interruttori di chopping di uscita su V2. Ulteriori artefatti da glitch alle armoniche pari della frequenza di chopping sono causati dalla larghezza di banda finita dell'amplificatore (Figura 6, destra).

Figura 6: Tensione di glitch (a sinistra) dovuta all'iniezione di carica su V1 (all'interno dei commutatori) e V2 (all'esterno degli interruttori); glitch (a destra) causati dalla larghezza di banda finita dell'amplificatore su V1 e V2. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Proprio come nel caso del ripple, i progettisti di amplificatori hanno ideato e implementato tecniche efficaci per ridurre l'impatto dei glitch negli amplificatori a deriva zero.

• Regolazione a iniezione di carica: una carica regolabile può essere iniettata negli ingressi di un amplificatore a chopper per compensare la discrepanza di carica, riducendo la quantità di corrente di ingresso agli ingressi dell'amplificatore operazionale.
• Chopping multicanale: questo non solo riduce l'entità del glitch, ma lo sposta anche a una frequenza più alta, facilitandone il filtraggio. Questa tecnica produce glitch più frequenti, ma di entità minore rispetto al semplice chopping a una frequenza maggiore.

Una chiara dimostrazione del chopping multicanale è data dal confronto tra un tipico amplificatore a deriva zero (A) e il dispositivo ADA4522, che utilizza questa tecnica per ridurre significativamente l'impatto dei glitch (Figura 7).

Figura 7: Grazie alla riduzione dei glitch di rumore, prodotto dalla tecnica di chopping modificata, ADA4522 riduce i picchi di tensione fino al rumore di fondo. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Dall'amplificatore alle prestazioni del sistema

L'applicazione efficace degli amplificatori a deriva zero a banda larga richiede un'attenta considerazione dei problemi a livello di sistema e dell'amplificatore. È fondamentale capire dove si trovano gli artefatti di frequenza rimanenti nello spettro di frequenza e il loro impatto.

La frequenza di chopping è solitamente, ma non sempre, indicata nella scheda tecnica. Può essere determinata anche osservando il grafico dello spettro del rumore. Ad esempio, la scheda tecnica ADA4528 indica esplicitamente una frequenza di chopping di 200 kHz. La si può vedere anche nel grafico della densità di rumore (Figura 8).

Figura 8: La frequenza di chopping dichiarata nella scheda tecnica ADA4528, pari a 200 kHz, è confermata dal grafico della densità di rumore del dispositivo. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

La scheda tecnica ADA4522 indica che la frequenza di chopping è di 4,8 MHz, con un anello di correzione dell'offset e del ripple che funziona a 800 kHz. Il grafico della densità di rumore nella Figura 9 mostra questi picchi di rumore. A 6 MHz si nota anche un picco di rumore dovuto alla riduzione del margine di fase dell'anello quando il guadagno è unitario, ma questo non è un problema esclusivo degli amplificatori a deriva zero.

Figura 9: Il grafico della densità di rumore per ADA4522 rivela non solo la frequenza di chopping, ma anche altri picchi di rumore dovuti a varie fonti. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

I progettisti devono tenere presente che la frequenza indicata nella scheda tecnica è un valore tipico e può variare da componente a componente. Pertanto, un progetto di sistema che richiede due amplificatori a chopper per più canali di condizionamento del segnale dovrebbe utilizzare un amplificatore doppio. Questo perché due amplificatori singoli potrebbero avere frequenze di chopping leggermente diverse, che a loro volta possono interagire e causare ulteriore distorsione di intermodulazione.

Altre condizioni di progettazione a livello di sistema includono:

• Corrispondenza dell'impedenza di ingresso-sorgente: le interruzioni di corrente transitorie interagiscono con l'impedenza di ingresso-sorgente per causare errori di tensione differenziale, che potrebbero provocare artefatti aggiuntivi a multipli della frequenza di chopping. Per ridurre al minimo questa potenziale fonte di errore, ogni ingresso di un amplificatore a chopper deve essere progettato per vedere la stessa impedenza.
• IMD e artefatti di aliasing: il segnale di ingresso di un amplificatore a chopper può mescolarsi con la frequenza di chopping, f_CHOP, per creare IMD in corrispondenza dei prodotti di somma e differenza e delle armoniche: f_IN ± f_CHOP, f_IN ± 2f_CHOP, 2f_IN ± f_CHOP e così via. Questi prodotti IMD possono comparire nella banda di interesse, soprattutto quando f_IN si avvicina alla frequenza di chopping. Tuttavia, la scelta di un amplificatore a deriva zero con una frequenza di chopping molto maggiore della larghezza di banda del segnale di ingresso minimizza notevolmente questo problema, garantendo che i probabili "interferenti" a frequenze vicine a f_CHOP vengano filtrati prima di questo stadio di amplificazione.

Gli artefatti da chopping possono produrre l'aliasing anche quando si campiona l'uscita dell'amplificatore con un convertitore analogico/digitale (ADC). Le specifiche di questi prodotti IMD dipendono dalle grandezze di glitch e ripple e possono variare da un componente all'altro, per cui spesso è necessario includere filtri antialiasing prima dell'ADC per ridurre l'IMD.

Non sorprende che il filtraggio sia fondamentale per sfruttare appieno il potenziale degli amplificatori a deriva zero, poiché è il modo più efficace per gestire questi artefatti ad alta frequenza a livello di sistema. Un filtro passa-basso tra l'amplificatore a deriva zero e l'ADC riduce gli artefatti di chopping ed evita l'aliasing.

Gli amplificatori a deriva zero con frequenze di chopping più elevate attenuano i requisiti dell'LPF e accettano una maggiore larghezza di banda del segnale. Tuttavia, a seconda dell'entità della reiezione fuori banda richiesta dal sistema e dalla catena di segnali, può essere necessario un filtro attivo di alto ordine e non uno semplice.

ADI dispone di varie risorse per velocizzare e semplificare la progettazione dei filtri, tra cui un tutorial sui filtri a retroazione multipla (MT-220) e Wizard, uno strumento di progettazione dei filtri online. Conoscere le frequenze a cui si verificano questi artefatti di chopping aiuta a creare il filtro necessario (Figura 10).

Figura 10: La tabella riassume i tipi di rumore e la loro posizione spettrale per gli amplificatori a deriva zero ed è un'utile guida per valutare dove e quale tipo di filtraggio sia necessario. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Spremere le prestazioni fino all'ultima goccia

Uno dei problemi che i progettisti incontrano quando utilizzano componenti di qualità superiore in combinazione con un'attenta progettazione del sistema è che le fonti di errore residuo diventano significative. Le fonti di errore che prima erano irrilevanti o invisibili ora sono fattori limitanti per prestazioni di alto livello (per analogia, è come quando un fiume si prosciuga durante la siccità ed emergono nuove caratteristiche del letto del fiume per la prima volta). In altre parole, le fonti di errore del terzo ordine diventano un problema quando le fonti di errore del primo e del secondo ordine vengono minimizzate o eliminate.

Ad esempio, per gli amplificatori a deriva zero e i loro canali di segnale analogici, una potenziale fonte di errore di offset è la tensione di Seebeck sul circuito stampato. Questa tensione si verifica alla giunzione di due metalli dissimili ed è una funzione della temperatura della giunzione. Le giunzioni metalliche più comuni su un circuito stampato sono la traccia saldatura-scheda e il conduttore saldatura-componente.

Si consideri la sezione trasversale di un componente a montaggio superficiale saldato su una scheda a circuiti stampati (Figura 11). Una variazione della temperatura sulla scheda, ad esempio con TA1 diverso da TA2, provoca una discrepanza delle tensioni di Seebeck sui giunti di saldatura, con conseguenti errori di tensione termica che degradano le prestazioni di tensione di offset ultrabassa degli amplificatori a deriva zero.

Figura 11: Mentre gli amplificatori a deriva zero avanzati riducono significativamente gli errori, le fonti meno visibili, come quelle dovute ai gradienti termici e alla tensione di Seebeck, diventano un problema e devono essere affrontate. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Per ridurre al minimo questi effetti di termocoppia, i resistori devono essere orientati in modo che le varie sorgenti di calore riscaldino in egual misura entrambe le estremità. Ove possibile, i percorsi del segnale di ingresso devono contenere un numero e un tipo di componenti corrispondenti al numero e al tipo di giunzioni della termocoppia. È possibile utilizzare componenti fittizi, come resistori a valori ohmici nulli, per abbinare la fonte di errore termoelettrica (con resistenze reali nel percorso di ingresso opposto). Posizionando i componenti corrispondenti nelle immediate vicinanze e orientandoli allo stesso modo, si otterranno tensioni di Seebeck uguali, annullando così gli errori termici.

Inoltre, potrebbe essere necessario utilizzare conduttori di uguale lunghezza per mantenere in equilibrio la conducibilità termica. Le sorgenti di calore sulla scheda devono essere tenute il più lontano possibile dai circuiti di ingresso dell'amplificatore. Inoltre, è possibile utilizzare un piano di massa per distribuire il calore su tutta la scheda, in modo da mantenere una temperatura costante e ridurre il rilevamento di rumore EMI.

Conclusione

Gli attuali CI a deriva zero offrono prestazioni altamente stabili e accurate, che li rendono la soluzione ideale ai problemi degli AFE nelle applicazioni reali che richiedono precisione e costanza nell'acquisizione di segnali a bassissima frequenza. Risolvono l'annoso problema dell'amplificazione accurata di questi segnali in c.c. o quasi c.c., nonché in molte situazioni in cui è richiesta una larghezza di banda maggiore. Unendo in un unico CI le due tecniche disponibili per la realizzazione di tali amplificatori, cioè la stabilizzazione basata su chopper e l'auto-azzeramento, i progettisti beneficiano degli attributi positivi di ciascun approccio, riducendo al minimo gli artefatti e i difetti.