Ridurre il rumore elettrico dei LED e la distorsione per la pulsossimetria accurata

La pulsossimetria è una tecnica non invasiva per misurare la saturazione di ossigeno nel sangue e la frequenza cardiaca per i pazienti ricoverati, le visite mediche generiche, le cure neonatali e il monitoraggio domiciliare della salute. In tutte queste applicazioni, la precisione è fondamentale ma spesso difficile da raggiungere, in parte a causa del rumore e della distorsione eccessivi nel segnale dei LED.

I LED rossi e a infrarossi utilizzati per la pulsossimetria irradiano la loro luce attraverso una parte semitrasparente del corpo, solitamente il dito, il lobo dell'orecchio o, nel caso dei neonati, spesso i piedi. La luce attraversa un fotodiodo che cattura l'intensità della luce riflessa e altre caratteristiche.

Figura 1: Il paziente inserisce un dito in questo pulsossimetro portatile per ottenere una chiara indicazione del livello di ossigeno e della frequenza cardiaca. (Immagine per gentile concessione di Zacurate)

La saturazione di ossigeno nel sangue viene calcolata utilizzando il rapporto tra l'ossiemoglobina (HbO₂) e l'emoglobina ridotta (Hb). Per misurare la frequenza cardiaca, il sistema raccoglie diversi campioni della forma d'onda del sangue pulsante. Per misurare con precisione questi due parametri, il segnale del LED deve avere sia un basso rumore che una bassa distorsione.

Questo articolo prende in esame i blocchi elettronici di un tipico pulsossimetro per poi presentare soluzioni appropriate di pilotaggio dei LED e la loro applicazione finalizzate alla progettazione di un circuito di pilotaggio dei LED a basso rumore e bassa distorsione.

Elettronica del pulsossimetro

I principali blocchi elettronici di un pulsossimetro sono i circuiti di trasmissione del LED e il sistema di fotorilevamento. La tipica configurazione dell'elettronica di un pulsossimetro ha una coppia di LED sulla parte superiore del "cappuccio" del dito e dei fotorivelatori su quella inferiore (Figura 2).

Figura 2: In un pulsossimetro, per ottenere delle misurazioni accurate servono segnali a basso rumore e bassa distorsione dall'elettronica di pilotaggio dei LED rossi (HbO₂) e IR (Hb). (Immagine per gentile concessione di Bonnie Baker)

Nella Figura 2, gli elementi dei due circuiti di pilotaggio dei LED sono un convertitore digitale/analogico (DAC) a basso rumore seguito da un circuito di pilotaggio dell'amplificatore del LED. I LED rossi e IR (infrarossi) inviano segnali a impulsi alternati da un livello di corrente elevata a uno di corrente bassa, creando due segnali di larghezza di impulso che attraversano il dito. I tempi dei segnali di pilotaggio di questi due LED sono sfalsati in modo che il fotorivelatore ricevente possa separare un segnale dall'altro. Il tempo in cui questi impulsi di corrente sono alti attivi è in genere dell'ordine di diverse centinaia di microsecondi.

Le lunghezze d'onda di picco dei LED rossi e IR sono rispettivamente di 660 nm (HbO₂) e 940 nm (Hb). Vengono usate lunghezze d'onda diverse perché HbO₂ e Hb hanno risposte spettrali diverse. Un calcolo del rapporto tra questi due valori fornisce una stima della percentuale di contenuto di ossigeno nel sangue (SpO₂).

Il circuito del fotodiodo I-V o della transimpedenza è costituito da un amplificatore operazionale, un filtro notch analogico e un amplificatore a guadagno. Dopo l'amplificatore a guadagno vi è un convertitore analogico/digitale (ADC) che fornisce un'uscita digitale al chip DSP.

Circuito del driver LED

Il percorso del segnale del circuito del pulsossimetro inizia dal driver LED. La catena del driver LED ad alimentazione singola ha un riferimento di tensione (U1), un DAC (U3), un buffer di uscita DAC (U4) e una sorgente di corrente del transistor (Q1) (Figura 3).

Figura 3: Driver LED semplificato per un pulsossimetro con il ricevitore a fotodiodo (a destra). (Immagine per gentile concessione di Bonnie Baker; utilizzo di materiale modificato di Analog Devices)

Il riferimento di tensione (U1) è per il DAC a 16 bit e definisce il valore dell'uscita analogica, secondo l'Equazione 1.

Dove D = registro DAC, parola dati decimale e N = numero di bit DAC.

Ad esempio, se U1 è il riferimento di tensione della serie ADR4525BRZ-R7 a 2,5 V di Analog Devices e U3 è il DAC seriale a 16 bit AD5542AACPZ-REEL7 di Analog Devices, l'Equazione 1 diventa:

La tensione a mezza scala risultante del DAC è di 1,25 V e le dimensioni del bit meno significativo (LSB) sono V_REF /(2^N) = 2,5/65,536 = 38,1 µV.

ADR4525 è progettato per essere un riferimento stabile in temperatura, ad alta precisione, basso rumore (1,25 mV p-p, da 0,1 Hz a 10 Hz). Il coefficiente di temperatura della bassa tensione di uscita del dispositivo (2 ppm/°C massimo) e la deriva della tensione di uscita a lungo termine (25 ppm in 1000 ore a 60 °C) assicurano la precisione del sistema nel tempo e a fronte di variazioni termiche. L'errore della temperatura ambiente iniziale di ADR4525B è al massimo di ±0,02%.

Analisi del rumore del driver LED

Nell'analisi del rumore del circuito del driver LED, il DAC a 16 bit determina la selezione dei dispositivi circostanti. In altre parole, se la risoluzione del DAC è di 12 bit, le dimensioni LSB sono di 601,35 mV, il che riduce i requisiti di rumore dei riferimenti di tensione e degli amplificatori operazionali.

Nel circuito del driver LED, tuttavia, il rumore quasi c.c. e la non linearità incidono sui livelli di luminosità dei LED. La generazione delle sorgenti di rumore quasi c.c. deriva dai seguenti fattori:

• La non linearità integrale e differenziale del DAC
• Il rumore 1/f del riferimento di tensione e il rumore 1/f dell'amplificatore
• La distorsione di modo comune dell'amplificatore

Queste sorgenti di rumore meritano un esame più attento.

Non linearità integrale e differenziale del DAC: la non linearità differenziale (DNL) è la differenza tra le dimensioni effettive dello step e il valore ideale di 1 LSB. Un errore DNL inferiore a -1 LSB può causare la mancanza di codici. Il DAC a 16 bit AD5542A ha un errore differenziale entro circa ±0,4 LSB (Figura 4).

Figura 4: La non linearità differenziale del DAC a 16 bit AD5542A di Analog Devices rispetto al codice mostra un errore differenziale che è circa entro ±0,4 LSB. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

L'errore di non linearità integrale (INL) è la deviazione massima di una tensione di uscita rispetto alla tensione di uscita corrispondente della curva di trasferimento ideale, con l'offset misurato e gli errori di guadagno azzerati. AD5542A ha un errore INL che rientra circa tra -0,6 LSB e 0,25 LSB (Figura 5).

Figura 5: Un grafico della non linearità integrale di AD5542A di Analog Devices rispetto al codice mostra che l'errore di non linearità integrale è circa tra -0,6 e +0,25 LSB. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Dai grafici di non linearità della Figura 4 e della Figura 5, si vede che il rumore analogico massimo può essere un terzo della non linearità del caso peggiore o 0,6 LSB che equivale a:

Riferimento di tensione 1/f e rumore dell'amplificatore: l'intervallo di frequenza del rumore 1/f va da 0,1 Hz a 10 Hz. Il riferimento di tensione (U1) e il buffer di tensione (U2) vanno direttamente al DAC (U3). Quando si combina il contributo del rumore 1/f di U1 e U2 (Equazione 3), è appropriato utilizzare il calcolo della radice della somma dei quadrati (RSS).

Se U1 è il riferimento di tensione a 2,5 V della serie ADR4525, il rumore 1/f è di 1,25 mV_P-P. Inoltre, U2 e U4 sono ognuno la metà degli amplificatori operazionali ADA4500-2 di Analog Devices, 10 MHz, 14,5 nV/√Hz, I/O rail-to-rail, distorsione a crossover zero in ingresso. Per ADA4500-2, il rumore 1/f è di 2 mV_P-P.

Utilizzando l'Equazione 3, il rumore 1/f totale che entra nel pin REFF del DAC è:

Il rumore per il riferimento di tensione (U1) e l'amplificatore buffer (U2) è molto più piccolo delle dimensioni LSB del DAC.

Distorsione di modo comune dell'amplificatore: l'oscillazione in ingresso e in uscita dell'amplificatore operazionale buffer del DAC U4 si sposta rail-to-rail. Un tipico amplificatore di ingresso rail-to-rail raggiunge l'oscillazione in ingresso utilizzando due coppie differenziali. Nell'intervallo di modo comune basso è attiva la coppia differenziale bassa, in quello alto è attiva l'altra coppia. Ogni coppia differenziale ha la propria tensione di offset. La tipica doppia coppia differenziale complementare introduce la distorsione di crossover (Figura 6). Il cambiamento dell'amplificatore nella tensione di offset causa invece la non linearità come un buffer DAC (Figura 7).

Figura 6: Con due coppie differenziali in ingresso, la tensione di offset crea la distorsione attraverso l'intervallo della tensione di ingresso di modo comune. (Immagine per gentile concessione di Bonnie Baker)

Figura 7: Non linearità del DAC con un buffer di uscita dell'amplificatore che ha due strutture di ingresso differenziale. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

La Figura 7 mostra la non linearità dell'amplificatore operazionale. Quando la tensione di modo comune sale, la coppia differenziale attiva passa dalla coppia di tipo P a quella di tipo N, provocando una distorsione di crossover. La distorsione di crossover causa un'oscillazione dell'errore da +4 LSB a -15 LSB.

ADA4500-2 non è però un amplificatore tipico in quanto utilizza solo una coppia di ingresso differenziale per ottenere l'oscillazione in ingresso rail-to-rail, pertanto non vi è alcuna distorsione di crossover. Per ottenere questa oscillazione completa, utilizza una pompa di carica a tensione positiva nella struttura di ingresso.

In questo caso vi è anche il vantaggio di poter utilizzare la seconda metà del doppio amplificatore operazionale ADA4500-2 per formare l'amplificatore buffer DAC (U4). Come mostrato in precedenza, la prima metà viene utilizzata per U2, l'amplificatore buffer del riferimento di tensione.

L'impedenza di uscita del DAC (U3) è costante (in genere di 6,25 kΩ) e indipendente dal codice. Per ridurre al minimo gli errori, il buffer di uscita (U4) richiede una bassa corrente di polarizzazione in ingresso e un'impedenza di ingresso elevata. Questi requisiti fanno di ADA5400-2 un prodotto valido in quanto ha una corrente di polarizzazione in ingresso di 2 pA a temperatura ambiente, un'impedenza di ingresso elevata e una corrente di polarizzazione in ingresso massima di 190 pA su un intervallo di temperatura tra -40 °C e 125 °C.

Misurazione del rumore

Il rumore desiderato per questo intero sistema di pilotaggio dei LED è inferiore a 15 mV_P-P. I fattori che contribuiscono al rumore dei componenti selezionati, tratti dalle specifiche della scheda tecnica, sono:

• U3: DAC AD5542A:
  • DAC a 16 bit
  • 0,134 μV_P-P
• U1: Riferimento di tensione ADR4525:
  • Riferimento in uscita 2,5 V
  • 1,25 μV_P-P
• U2: Amplificatore ADA4500-2 (buffer di riferimento):
  • Distorsione a crossover zero di modo comune
  • 2 μV_P-P
• U4: Amplificatore ADA4500-2 (buffer DAC): 2 μV_P-P
  • Distorsione a crossover zero di modo comune
  • 2 μV_P-P

Secondo la scheda tecnica, il rumore RSS dei componenti U1 - U4 è di 3,1 mV_P-P.

La misurazione del rumore effettivo di questo circuito viene eseguita per mezzo di una scatola di misurazione del rumore con un guadagno di 10.000 V/V abbinata a un filtro da 0,1 Hz a 10 Hz (Figura 8).

Figura 8: Impostazione di test per misurare il rumore da 0,1 Hz a 10 Hz con un guadagno di 10.000. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Il kit di valutazione EVAL-CN0370_PMDZ di Analog Devices genera i dati di misurazione per il circuito (originariamente mostrati nella Figura 3). Con l'ingresso differenziale in cortocircuito, l'uscita del rumore della scatola e del rumore con il circuito collegato è rispettivamente di 7,81 mV_P-P (Figura 9) e di 9,6 mV_P-P (Figura 10).

Figura 9: Il rumore di uscita con scatola di misurazione ingresso-rumore in cortocircuito misura 78,1 mV_P-P (o 7,81 μV_P-P, riferiti all'ingresso). (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Figura 10: Il rumore di uscita con collegato EVAL-CN0370-PMDZ di Analog Devices misura 96 mV_P-P (o 9,6 μV_P-P, riferiti all'ingresso). (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Il rumore non correlato dei due sistemi si combina con la formula RSS per dare:

La corrente del rumore che pilota il LED equivale a 5,58 mV_P-P diviso per 124 Ω o 45 nA_P-P.

Figura 11: La scheda di valutazione del circuito EVAL-CN0370-PMDZ è un driver completo della sorgente della corrente dei LED a basso rumore ad alimentazione singola che è controllato da un DAC a 16 bit, il tutto in un fattore di forma PMOD. (Immagine per gentile concessione di Analog Devices)

Conclusione

I LED IR e rossi sono utilizzati nei pulsossimetri per la misurazione non invasiva della saturazione dell'ossigeno nel sangue e della frequenza cardiaca. Il loro ruolo è quello di illuminare il dito del paziente quanto basta per misurare il rapporto tra HbO₂ e Hb, in base all'energia ricevuta sul fotodiodo.

La sfida, per il progettista del sistema, è garantire che il LED sia pilotato da una corrente a basso rumore e bassa distorsione. Come illustrato, questa sfida viene vinta combinando un DAC a 16 bit, dispositivi a basso rumore nelle regioni 1/f e un amplificatore driver LED rail-to-rail con distorsione a crossover zero.