Costruire alimentatori ad alta densità di energia con stadi di potenza eGaN integrati

Gli alimentatori a commutazione ad alta densità di energia (SMPS) possono accelerare la ricarica delle batterie, ridurre le dimensioni dei microinverter solari e soddisfare la domanda di potenza delle server farm senza generare un calore eccessivo. Gli ingegneri stanno però raggiungendo i limiti prestazionali dei MOSFET e degli IGBT al silicio, gli elementi di commutazione primari degli SMPS convenzionali. Per superare i limiti di velocità di commutazione e di efficienza dei dispositivi al silicio ora è possibile utilizzare transistor al nitruro di gallio in modalità potenziata (eGaN) - un semiconduttore con ampia banda proibita.

In precedenza, il costo e la disponibilità dei transistor eGaN ne limitava l'uso alle applicazioni di alimentazione più esoteriche, ma con la loro diffusione queste sfide sono state superate. I transistor eGaN sono ora un'opzione per una gamma molto più ampia di applicazioni.

Questo articolo descrive i vantaggi degli alimentatori ad alta frequenza basati su componenti di commutazione eGaN rispetto a quelli tradizionali basati su MOSFET al silicio (Si) o IGBT. Presenterà poi le linee guida su come realizzare progetti SMPS idonei per applicazioni come la ricarica delle batterie o server farm che utilizzano gli stadi di potenza eGaN di EPC, Texas Instruments e Navitas Semiconductor.

I vantaggi dell'alta frequenza

Gli SMPS tradizionali impiegano in genere frequenze di commutazione che vanno da decine a centinaia di kilohertz. Il ciclo di lavoro della modulazione della larghezza d'impulso (PWM) della frequenza di base determina la tensione di uscita dell'alimentatore.

Il vantaggio principale di una frequenza di commutazione superiore è la riduzione delle dimensioni di componenti periferici come induttori, trasformatori e resistori. Questo consente al progettista di ridurre le progettazioni a parità di potenza di uscita, aumentando la densità di energia. Inoltre, il ripple di corrente e tensione all'uscita SMPS è ridotto, per cui diminuiscono il rischio di interferenze elettromagnetiche (EMI), i costi e le dimensioni dei circuiti dei filtri.

Tuttavia, i tradizionali IGBT e i MOSFET di potenza al silicio si attivano con relativa lentezza e dissipano una potenza significativa ogni volta che si accendono e si spengono. Queste perdite si moltiplicano con l'aumentare della frequenza, riducendo l'efficienza e aumentando le temperature dei chip. La combinazione di commutazione lenta e perdite di commutazione elevate mette un limite alla frequenza di commutazione possibile degli SMPS odierni.

I progettisti possono superare tale limite affidandosi a semiconduttori ad ampia banda proibita. Tra questi, GaN è attualmente la tecnologia più collaudata e accessibile per questa applicazione, che ha in eGaN una versione più sofisticata.

Silicio e GaN a confronto

GaN offre diversi vantaggi rispetto al silicio, molti dei quali sono legati alla maggiore mobilità elettronica del materiale. La maggiore mobilità elettronica conferisce al semiconduttore una tensione di rottura più elevata (superiore a 600 V) e una "densità di corrente" superiore (ampere/centimetro² abbreviati in A/cm²). GaN offre anche un altro vantaggio: i transistor realizzati con questo materiale non presentano una carica di recupero inverso, un fenomeno che può portare a un'elevata sovraelongazione della corrente di commutazione (sovraoscillazione).

Anche se queste caratteristiche sono indubbiamente importanti per chi progetta gli alimentatori, forse è ancora più significativo il fatto che l'elevata mobilità elettronica permette a un transistor GaN di commutare in circa un quarto del tempo di un MOSFET al silicio. Inoltre, ogni volta che il dispositivo GaN commuta, le perdite sono tra il 10 e il 30% circa di quelle di un transistor al silicio per una determinata frequenza di commutazione e corrente. Ne consegue che i transistor ad alta mobilità elettronica (HEMT) GaN possono essere pilotati a frequenze molto più elevate rispetto ai MOSFET al silicio, agli IGBT o ai dispositivi al carburo di silicio (SiC) (Figura 1).

Figura 1: Gli HEMT GaN consentono di utilizzare alimentatori a commutazione di frequenza più elevata rispetto ai dispositivi al silicio o SiC. (Immagine per gentile concessione di Infineon)

L'affermazione degli HEMT GaN è stata rallentata da due ragioni fondamentali. In primo luogo, i dispositivi sono essenzialmente dei FET (transistor a effetto di campo) in modalità depletion, quindi la modalità predefinita è "on". Per contro, i MOSFET al silicio sono dispositivi in modalità avanzata con una modalità predefinita "off". Di conseguenza, per poter funzionare correttamente gli HEMT GaN richiedono l'aggiunta di reti di polarizzazione ben accordate. In secondo luogo, i transistor sono fabbricati utilizzando un processo diverso dalle tecniche già affermate e ad alto volume impiegate per il silicio, il che li rende più costosi. Questa complessità di progettazione e i maggiori costi hanno limitato le applicazioni di HEMT GaN agli SMPS di fascia alta.

Ma di recente gli HEMT eGaN commercializzati stanno eliminando la necessità di reti di polarizzazione. Inoltre, i fornitori di chip hanno introdotto driver per circuiti di alimentazione integrati basati su HEMT eGaN che semplificano la progettazione. L'aumento dei livelli di produzione ha anche consentito di ridurre i costi dei dispositivi eGaN.

Soluzioni GaN integrate

Nei progetti SMPS di fascia alta, in cui in precedenza venivano utilizzati HEMT eGaN, il prezzo elevato ha costretto i progettisti a limitare l'uso dei dispositivi ai transistor di potenza, per poi tornare ai MOSFET al silicio per i gate driver. Nonostante un certo guadagno in termini di prestazioni rispetto ai progetti "interamente al silicio", gli elementi in silicio del progetto combinato compromettevano la frequenza di commutazione massima. Inoltre, poiché GaN e silicio utilizzano tecnologie di processo diverse, il gate driver e i transistor di potenza dovevano essere fabbricati come componenti separati, con un conseguente aumento dei costi e dell'ingombro sulla PCB.

La riduzione dei prezzi dell'eGaN ha permesso ai produttori di chip di risolvere entrambi i problemi. Texas Instruments, ad esempio, offre lo stadio di potenza eGaN LMG3411R070 da 70 mΩ, 600 V e gate driver integrato (Figura 2).

Figura 2: LMG3411R070 di Texas Instruments integra uno stadio di potenza eGaN da 70 mΩ, 600 V con il suo driver. (Immagine per gentile concessione di Texas Instruments)

Il chip può commutare 100 V/ns con sovraoscillazione quasi nulla (Figura 3). I tradizionali MOSFET di potenza al silicio, invece, hanno velocità di variazione tipiche tra 3 e 10 V/ns.

Figura 3: Come dimostrato dallo stadio di potenza eGaN integrato LMG3411R070 di TI, i transistor di potenza eGaN possono gestire velocità di variazione molto superiori ai MOSFET con sovraoscillazione minima. (Immagine per gentile concessione di Texas Instruments)

Navitas Semiconductor costruisce una classe simile di prodotti: NV6113. Il prodotto integra un HEMT eGaN da 300 mΩ, 650 V, un gate driver e la relativa logica in un contenitore QFN di 5x6 mm. NV6113 può sostenere velocità di variazione di 200 V/ns e funziona fino a 2 MHz.

Anche se dispositivi come gli stadi di potenza GaN di TI e Navitas possono essere installati in parallelo per essere usati nella comune topologia a semiponte (Figura 4), sono disponibili altri prodotti che integrano sullo stesso chip due transistor di potenza (e relativi gate driver).

Figura 4: NV6113 di Navitas può essere installato in parallelo per topologie a semiponte, come illustrato qui. (Immagine per gentile concessione di Navitas Semiconductor)

EPC, ad esempio, di recente ha introdotto EPC2115, un driver in CI integrato che comprende due transistor di potenza eGaN monolitici da 88 mΩ, 150 V, ognuno con un gate driver ottimizzato (Figura 5). EPC2115 è disponibile in un contenitore BGA a bassa induttanza di 2,9x1,1 mm e può funzionare fino a 7 MHz.

Figura 5: Il driver in CI integrato eGaN di EPC include due transistor di potenza, ognuno con il proprio gate driver ottimizzato. (Immagine per gentile concessione di EPC)

La progettazione di un alimentatore che utilizza HEMT eGaN segue di norma gli stessi principi della progettazione che utilizza i MOSFET al silicio, ma la maggiore frequenza operativa influenza la selezione dei componenti periferici.

Selezione dei componenti periferici

Per illustrare l'impatto della frequenza sulla selezione dei componenti, si consideri il condensatore di ingresso per una semplice topologia SMPS step-down c.c./c.c. ("buck").

I condensatori di ingresso riducono l'ampiezza della tensione di ripple in ingresso, e a loro volta smorzano la corrente di ripple a un livello che può essere gestito da condensatori di bulk relativamente poco costosi senza eccessiva dissipazione di potenza. Ridurre l'ampiezza del ripple di tensione picco-picco a meno di 75 mV è una buona regola empirica per mantenere entro limiti accettabili le correnti nei condensatori di bulk. In genere il condensatore di ingresso è un dispositivo ceramico perché ha la resistenza equivalente in serie (ESR) estremamente bassa necessaria per ridurre in modo efficace il ripple di tensione.

Per determinare il valore del condensatore ceramico di ingresso necessario per ridurre a una determinata grandezza l'ampiezza del ripple di tensione picco-picco, è possibile utilizzare l'equazione 1:

Dove:

• C_MIN è la capacità di ingresso minima richiesta del condensatore ceramico in μF
• f_SW è la frequenza di commutazione in kHz
• V_P(max) è la tensione di ripple picco-picco massima consentita
• I_OUT è la corrente di carico in uscita in stato stazionario
• dc è il ciclo di lavoro (come definito sopra)
• (Dal riferimento 1)

Lo sviluppo del calcolo con alcuni valori operativi tipici di uno stadio di potenza basato su silicio di fascia alta produce:

• V_IN = 12 V
• V_OUT = 3,3 V
• I_OUT = 10 A
• η = 93 percento
• f_SW = 300 kHz
• dc = 0,296
• V_P(max) = 75 mV

C_MIN calcolato = 92 µF

Ripetendo il calcolo per uno stadio di potenza eGaN, come il dispositivo di Navitas che opera a 2 MHz, con un'efficienza leggermente migliore e condizioni operative simili, si ottiene:

• V_IN = 12 V
• V_OUT = 3,3 V
• I_OUT = 10 A
• η = 95 percento
• f_SW = 2000 kHz
• dc = 0,289
• V_P(max) = 75 mV

C_MIN calcolato = 13 µF

La riduzione in C_MIN consente di usare un componente più piccolo.

La commutazione rapida degli HEMT eGaN porta di solito dei vantaggi, ma introduce anche alcune specifiche sfide progettuali. Prima di tutto, vi sono i problemi associati alla velocità di variazione molto rapida.

Controllo della velocità di variazione

Una velocità di variazione rapida (dV/dt) può introdurre problemi come:

• Aumento della perdita di commutazione
• EMI irradiate e condotte
• Interferenza in un altro punto del circuito accoppiato dal nodo di commutazione
• Sovraelongazione di tensione e ringing sul nodo di commutazione a causa dell'induttanza dell'anello di alimentazione e di altre correnti parassite.

Questi problemi sono più evidenti durante l'avviamento o in condizioni di hard-switching.

Quando si usa il prodotto di Navitas, una soluzione semplice è quella di controllare la velocità di variazione all'accensione aggiungendo un resistore tra il condensatore C_VDD e il pin V_DD (vedere anche in questo caso la Figura 4). Questo resistore (R_DD) imposta la corrente di accensione del gate driver integrato e determina la velocità di variazione del fronte di accensione (discesa) del drain del FET di potenza (Figura 6).

Figura 6: Il resistore (R_DD) imposta la corrente di accensione di NV6113 e determina la velocità di variazione del fronte di accensione (discesa) del drain del FET di potenza. (Immagine per gentile concessione di Navitas Semiconductor)

LMG3411 supporta anche la regolazione della velocità di variazione collegando un resistore (R_DRV) alla fonte del transistor di potenza (vedere anche in questo caso la Figura 2). La scelta del resistore imposta la variazione della tensione drain tra 25 e 100 V/ns.

La scelta della velocità di variazione è, in ultima analisi, un compromesso. Velocità più rapide diminuiscono la perdita di potenza così come la durata diminuisce quando l'interruttore conduce contemporaneamente (e in modo inefficiente) una corrente elevata. Tuttavia, ci sono anche altre caratteristiche prestazionali che ne soffrono. La soluzione sta nel puntare alla velocità più alta possibile che tuttavia consenta di mantenere EMI, sovraelongazione e sovraoscillazione entro la specifica.

Una seconda sfida progettuale è il rischio di eventi di sovracorrente associati al funzionamento ad alta frequenza.

L'importanza della protezione dalle sovracorrenti

La progettazione di un SMPS con frequenze di commutazione più elevate ha il grande vantaggio di ridurre le dimensioni dei componenti passivi e, quindi, di aumentare la densità di potenza complessiva. Ma questa maggiore densità di potenza moltiplica i potenziali danni in caso di un evento di sovracorrente. Gli eventi di sovracorrente sono un rischio sempre presente per gli SMPS. Tra gli altri problemi, picchi di sovracorrente possono portare a dei falsi positivi a causa dell'induttanza parassita esterna dalla traccia della PCB sorgente.

La protezione dalle sovracorrenti rapide (OCP) è importante per gli SMPS che utilizzano i MOSFET tradizionali, ma lo è ancora di più per gli HEMT eGaN perché:

• A parità di tensione di blocco e resistenza nello stato On, l'area dell'HEMT eGaN è molto più piccola, per cui è molto più difficile dissipare il calore accumulato durante un evento di sovracorrente.
• La sovracorrente deve essere rilevata mentre un HEMT eGaN opera nella regione lineare; diversamente il dispositivo entra rapidamente in saturazione causando un'eccessiva dissipazione di potenza e danni.

Un approccio convenzionale all'OCP consiste nell'utilizzare un trasformatore di rilevamento di corrente, resistori di shunt o circuiti di rilevamento della desaturazione (Tabella). Purtroppo, questi dispositivi possono influire negativamente sulle prestazioni del sistema aumentando le induttanze parassite e le resistenze nell'anello di alimentazione, che a sua volta richiede una riduzione della velocità di variazione e un conseguente aumento della dissipazione di potenza. Inoltre, dispositivi discreti come i trasformatori di rilevamento o i resistori di shunt fanno salire i costi e l'ingombro sulla scheda.

Un approccio alternativo all'OCP è quello di rilevare la tensione sink/source (V_DS) del FET GaN utilizzando un elemento di rilevamento della corrente, un traslatore di livello per riferire il segnale al controller e un circuito di rilevamento. Questo metodo ha il vantaggio di non generare le induttanze parassite e le resistenze che incidono sulle prestazioni del circuito, ma manca di precisione essenzialmente a causa del grande coefficiente di temperatura del GaN.

Una terza opzione è quella di selezionare uno stadio di potenza eGaN integrato che include una funzione OCP integrata. In questo modo si eliminano gli svantaggi dei due approcci descritti sopra. LMG3411 di TI è un esempio di un prodotto con questa caratteristica. Il circuito di protezione di LMG3411 può spegnere gli HEMT eGaN in meno di 100 ns nel caso in cui venga rilevata una sovracorrente. Quando al ciclo successivo l'ingresso PWM torna basso, il segnale di errore in uscita viene cancellato. Questo consente agli HEMT eGaN di accendersi normalmente al ciclo successivo, riducendo al minimo la disrupzione sull'uscita.

Tabella: Riepilogo delle opzioni OCP per stadi di potenza HEMT GaN. La scelta di uno stadio di potenza con OCP integrato è la soluzione più semplice per un progettista che non ha dimestichezza con questa tecnologia. (Immagine per gentile concessione di Texas Instruments)

Conclusione

La crescente richiesta di SMPS ad alta densità di energia per applicazioni come gli inverter solari e le server farm, combinata con la diminuzione dei costi per dispositivo, ha fatto degli HEMT eGaN un'opzione interessante per una gamma più ampia di progetti di alimentatori. Se progettare con gli HEMT eGaN può essere complicato, l'introduzione di stadi di potenza HEMT eGaN che integrano i gate driver con i transistor di potenza ha reso molto più facile per i progettisti di SMPS integrare la tecnologia in progetti ad alta densità di potenza.

Bibliografia

1. "Input and Output Capacitor Selection", Jason Arrigo, Texas Instruments, report SLTA055, febbraio 2006.